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复合型大功率高压变频器的结构及应用分析
发布时间:2011/6/3 14:58:27 点击次数:1085

复合型大功率高压变频器的结构及应用分析
1 引言
  近几年来,多电平高压变频器在大功率应用方面越来越引起了人们的注意,大量的主电路结构和控制策略不断涌现。这类变频器的输出波形由于是通过波形叠加合成的,所以具有良好的谐波频谱特性,非常适合大功率高压负载的应用。在多电平高压变频器系列中,中心点钳位式三电平(npc)在工业应用中,取得了良好的效果和一致的好评。其结构如图1所示。
  这种三电平(npc)逆变器主电路是对称的,每相由4个igct组成,上部两个igct之间和下部两个igct之间分别通过二极管钳位,连接到变频器直流侧的中点。当闭合每相4个igct中的两个时,负载可连接到变频器直流侧的上部、下部或中部,因此每相输出三电平的电压波形。与常规变频器相比,由于逆变器输出相电压电平数由2个增加到3个,线电压电平数则由3个增加到5个,每个电平幅值相对降低,由整个直流母线电压变为一半的直流母线电压,在同等的开关频率下,可使输出波形质量有较大的改善。对于大功率高压变频器,为了达到更好的波形输出质量,三电平逆变器的后端采用lc正弦波滤波器进行滤波。变频器的整流器采用12脉波整流结构,其前端的变压器采用角/星/角接法。这一方面使变频器的输入电压满足要求,另一方面减小变频器对电网的谐波干扰。如果整流器也为三电平pwm控制,从而可以使输入功率因数可调,甚至可以达到功率因数为1,输入谐波很低,能够进行四项限运行,解决变频器运行过程中的电网掉电再启动问题。从而使这种三电平的高压变频器非常适于一般高压电机负载和要求四项限运行负载。目前,由于这种三电平的变频器的输出均要经过整流变压器和lc正弦波滤波器进行滤波,所以势必造成效率低下。为了提高变频器系统效率,在原三电平(npc)变频器结构的基础上,提出了一种基于igct和igbt合成技术的复合型多电平大功率变频器结构。这种新型变频器结构不但使输出电平达到9个电平,而且变频器效率大大提高。
  2 带无源滤波器的npc逆变器
  在图1中的npc高压变频器中,其输出的lc正弦波滤波器也可接在变频器的进线侧,作为pwm整流器(也斩控整流器)的一个单元,以满足大功率的工业应用(轧钢机的四象限运行)和电网应用(电网的无功静态补偿)。高压igct pwm整流器如图2所示。
  在图2中,npc变频器通过一个lcl 滤波器直接连到3.3kv电网中,只要对网侧电抗器的压降计算合适,就可用网侧电抗器代替进线变压器,从而保证变频器的直流侧电压达到名牌要求的值。此时,主要的一个指标是在非常低的短路比(scr)情况下,满足ieee519-1992的谐波要求。因此,接连到npc逆变器中的lcl滤波器要具有足够的容量,以满足电流和电压的严格要求。在兆瓦级的大功率应用中,若短路比(scr)比较低,则该滤波器的外型尺寸就变得非常重要了。为了满足ieee519-1992的限制,对npc逆变器采用优化的脉冲策略,对输出滤波器采用优化容量的方法。这样,低次谐波通过变频器优化的脉冲策略滤掉,高次谐波通过无源滤波器滤掉。
  假设变频器的电压输出波形为矩形波,初相角为ψ,电压幅值为ud,则可表示如下:
  (1) 例如,对于变频器,要想消除5、7、11、13、17、19、23和25次谐波,在每半个周期内定义8个凹槽,则有9个开关角可选,(1)式可写成如下格式:
  通过应用三角变换后,(2)式可变换如下:含有基波的可得n次谐波的幅值通式如下:
  从(3)式中,可得n次谐波的幅值如下:
将n等于5、7、11、13、17、19、23、25分别代如(4)式中,且另 =0, 则可得到包括基波在内的9个方程,解此方程组,就得到了优化脉冲策略的9个开关角,从而即可消除对应的5、 7、11、13、17、19、23和25次谐波。通过这种方式,可产生能够消除任何次谐波的优化脉冲策略。
 
  从实际应用情况看,npc高压igct逆变器和无源滤波器相结合虽然能够满足ieee519-1992的最严格要求,但igct的pwm载波频率太高,开关损耗太大,系统的效率大大降低了。采用有源滤波器来代替无源滤波器,可改善这种情况。
  3 复合型npc逆变器
  高压变频器的发展阶段以不同的电力电子器件的应用为标志。scr器件本身没有可控关断功能,由其构成的变频器功率因数差,谐波比例大,是电网标准不允许的,在已有的应用例子中,必须附加大量的功率因数补偿装置和滤波器等。尽管如此,还是达不到令人满意的性能指标。gto器件比scr器件有了一些改进,具有可关断功能,在一定程度上减少了谐波对电网的影响,但是,由于开关频率不高,限制了变频器的性能指标,而且,gto器件对驱动级控制电路的要求高,电路复杂,可靠性难以保证,这些因素使gto变频器不可能达到大规模推广的程度。igct器件是集成门极换相式晶闸管,在gto的基础上发展起来的,具有高电压、大电流、低导通压降的优点,已在3kv~6kv的npc变频器中,得到了广泛的应用。igct器件目前的唯一的缺点是在pwm控制时,其载波频率只能达到1khz。igbt器件在低压变频器的应用中已经非常成熟了,在pwm控制时,其载波频率可达到15khz左右,这就使变频器的输出波形非常好,但igbt的缺点是其耐压低,容量也不能做到很大。基于igct器件和igbt器件各自的优缺点,提出了一种二者结合的复合型高压变频器。
复合型npc变频器的电路结构是:
  l 一个高压大功率npc的igct变频器作为主电路,进行功率变换。
  l 多个低压h 桥2电平igbt变频器串联到主电路中,作为有源滤波器。
  该电路结构如图3所示。在此电路中,igbt变频器只是一个逆变器,跨接在母线间,无需任何附加供电输入。如果低压igbt逆变器由其本体控制,而npc的变频器的直流侧电压由其主变压器控制,输出接电机负载,如图1所示,则复合型变频器的直流侧可按3:1的比率配置(即:npc的一半电压与h桥电压之比)。系统运行时,为了保证igbt逆变器无任何供电输入,实际的功率应避免流入igbt逆变器也就是说,所有实际功率的平均值必须经过npc的igct变频器传输因此,必须设定npc变频器的直流侧电压足够高。例如,对于4.15kv的高压变频器,npc变频器的直流侧电压(直流侧的一半电压)和h桥igbt逆变器的直流侧电压可设定如下:
  udc_igct_n=3000vdc
udc_igbt_n=1000vdc
由于直流侧电压可根据需要产生,变频器电压输出是npc逆变器电压(3kvdc)与igbt 逆变器电压(1kvdc)之和,所以这种结构的变频器与图1中的变频器结构相比,实际上减小了直流侧电压(直流侧的一半电压从3.365kv减小到3kv),而仅仅要求一个直流侧电压为1kv 的2电平的igbt逆变器。应用此种合成方法和igct、igbt器件,在保证最优的直流侧电压下,实现多电平的变频器电压输出。对于参考电压为4kv、调制频率为基波频率的39倍、调制系数为0.85的复合型变频器,选择合适的pwm调制策略,用-4kv、-3kv、-2kv、-1kv、0、+1kv、+2kv、+3kv、+4kv电压等级,可实现9电平的电压输出波形,如图4所示。我们应用matlab语言对系统进行了仿真,仿真结果如图5所示。通过对仿真结果的分析,在scr=20的情况下,得出了复合型变频器的与带无源滤波器的npc变频器的各项指标比较表如附表。